VERSCHILLENDE SCHEMATISCHE DIAGRAMMEN VAN VERMOGENSREGELAARS
VERMOGENSREGELAAR OP TRIAC
Kenmerken van het voorgestelde apparaat zijn het gebruik van een D-trigger om een generator te bouwen die is gesynchroniseerd met de netspanning, en een methode om een triac te besturen met behulp van een enkele puls, waarvan de duur automatisch wordt aangepast. In tegenstelling tot andere methoden voor gepulseerde regeling van een triac, is deze methode niet kritisch voor de aanwezigheid van een inductieve component in de belasting. De generatorpulsen volgen met een periode van ongeveer 1,3 s.
De DD 1-microschakeling wordt gevoed door een stroom die door een beschermende diode vloeit die zich in de microschakeling bevindt, tussen de pennen 3 en 14. Deze stroomt wanneer de spanning op deze pen, verbonden met het netwerk via weerstand R 4 en diode VD 5, de stabilisatie overschrijdt. spanning van de zenerdiode VD 4 .
K. GAVRILOV, Radio, 2011, nr. 2, p. 41
TWEEKANAALS VERMOGENSCONTROLE VOOR VERWARMINGSAPPARATEN
De regelaar bevat twee onafhankelijke kanalen en stelt u in staat de vereiste temperatuur voor verschillende belastingen te handhaven: de temperatuur van een soldeerboutpunt, een strijkijzer, een elektrische verwarming, een elektrische kachel, enz. De regeldiepte is 5...95 % van het vermogen van het voedingsnetwerk. Het regelcircuit wordt gevoed door een gelijkgerichte spanning van 9...11 V met transformatorisolatie van een 220 V-netwerk met een laag stroomverbruik.
V.G. Nikitenko, O.V. Nikitenko, Radioamator, 2011, nr. 4, p. 35
TRIAC-VERMOGENSREGELAAR
Kenmerkend voor deze triac-regelaar is dat het aantal halve cycli van de aan de belasting geleverde netspanning op elke positie van de besturing gelijk is. Als gevolg hiervan wordt er geen constante component van de verbruikte stroom gevormd en daarom is er geen magnetisatie van de magnetische circuits van transformatoren en elektromotoren die op de regelaar zijn aangesloten. Het vermogen wordt geregeld door het aantal perioden van wisselspanning die gedurende een bepaald tijdsinterval op de belasting worden toegepast, te wijzigen. De regelaar is ontworpen om de kracht van apparaten met aanzienlijke traagheid te regelen (verwarmers, enz.).
Het is niet geschikt om de helderheid van de verlichting aan te passen, omdat de lampen sterk knipperen.
V. KALASHNIK, N. CHEREMISINOVA, V. CHERNIKOV, Radiomir, 2011, nr. 5, p. 17 - 18
STORINGSVRIJE SPANNINGSREGULATOR
De meeste spannings(vermogens)regelaars zijn gemaakt met behulp van thyristors volgens een fase-pulsregelcircuit. Het is bekend dat dergelijke apparaten een merkbaar niveau van radio-interferentie veroorzaken. De voorgestelde toezichthouder is vrij van dit nadeel. Een kenmerk van de voorgestelde regelaar is de regeling van de amplitude van de wisselspanning, waarbij de vorm van het uitgangssignaal niet wordt vervormd, in tegenstelling tot fasepulsregeling.
Het regelelement is een krachtige transistor VT1 in de diagonaal van de diodebrug VD1-VD4, in serie verbonden met de belasting. Het grootste nadeel van het apparaat is het lage rendement. Wanneer de transistor gesloten is, loopt er geen stroom door de gelijkrichter en de belasting. Als er stuurspanning wordt aangelegd op de basis van de transistor, gaat deze open en begint er stroom te stromen door het collector-emittergedeelte, de diodebrug en de belasting. De spanning aan de uitgang van de regelaar (bij de belasting) neemt toe. Wanneer de transistor open is en in de verzadigingsmodus staat, wordt bijna alle netspanning (ingangsspanning) op de belasting toegepast. Het stuursignaal wordt gegenereerd door een voeding met laag vermogen, gemonteerd op transformator T1, gelijkrichter VD5 en afvlakcondensator C1.
De variabele weerstand R1 regelt de basisstroom van de transistor, en daarmee de amplitude van de uitgangsspanning. Wanneer de schuifregelaar voor de variabele weerstand in het diagram naar de bovenste positie wordt verplaatst, neemt de uitgangsspanning af en naar de onderste positie toe. Weerstand R2 beperkt de maximale waarde van de stuurstroom. Diode VD6 beschermt de besturingseenheid in geval van uitval van de collectorovergang van de transistor. De spanningsregelaar is gemonteerd op een plaat van verijdeld glasvezellaminaat met een dikte van 2,5 mm. Transistor VT1 moet worden geïnstalleerd op een koellichaam met een oppervlakte van minimaal 200 cm2. Indien nodig worden de diodes VD1-VD4 vervangen door krachtigere exemplaren, bijvoorbeeld D245A, en ook op het koellichaam geplaatst.
Als het apparaat zonder fouten in elkaar wordt gezet, begint het onmiddellijk te werken en is er vrijwel geen installatie nodig. U hoeft alleen maar weerstand R2 te selecteren.
Bij de regeltransistor KT840B mag het belastingsvermogen niet hoger zijn dan 60 W. Het kan worden vervangen door apparaten: KT812B, KT824A, KT824B, KT828A, KT828B met een toegestaan vermogensverlies van 50 W; KT856A -75 W; KT834A, KT834B - 100 W; KT847A-125 W. Het belastingsvermogen kan worden verhoogd als regeltransistoren van hetzelfde type parallel zijn aangesloten: de collectoren en emitters zijn met elkaar verbonden en de bases zijn via afzonderlijke diodes en weerstanden met de motor met variabele weerstand verbonden.
Het apparaat maakt gebruik van een kleine transformator met een spanning op de secundaire wikkeling van 5...8 V. De KTs405E-gelijkrichter kan worden vervangen door een andere of worden samengesteld uit individuele diodes met een toegestane voorwaartse stroom van niet minder dan de vereiste basisstroom van de regeltransistor. Dezelfde eisen gelden voor de VD6-diode. Condensator C1 - oxide, bijvoorbeeld K50-6, K50-16, enz., met een nominale spanning van minimaal 15 V. Variabele weerstand R1 - elk met een nominaal dissipatievermogen van 2 W. Bij het installeren en instellen van het apparaat moeten voorzorgsmaatregelen worden genomen: de regelaarelementen staan onder netspanning. Opmerking: Probeer condensator C1 te elimineren om de vervorming van de sinusgolfuitgangsspanning te verminderen. A. Tsjekarov
Spanningsregelaar op basis van MOSFET-transistors (IRF540, IRF840)
Oleg Belousov, Elektricien, 201 2, nr. 12, p. 64 - 66
Omdat het fysieke werkingsprincipe van een veldeffecttransistor met een geïsoleerde poort verschilt van de werking van een thyristor en triac, kan deze tijdens de periode van netspanning herhaaldelijk worden in- en uitgeschakeld. De schakelfrequentie van krachtige transistors in deze schakeling is gekozen op 1 kHz. Het voordeel van dit circuit is de eenvoud ervan en de mogelijkheid om de duty-cycle van de pulsen te veranderen, terwijl de pulsherhalingssnelheid enigszins wordt gewijzigd.
In het ontwerp van de auteur werden de volgende pulsduur verkregen: 0,08 ms, met een herhalingsperiode van 1 ms, en 0,8 ms, met een herhalingsperiode van 0,9 ms, afhankelijk van de positie van de weerstand R2-schuifregelaar.
U kunt de spanning op de belasting uitschakelen door schakelaar S 1 te sluiten, terwijl aan de poorten van de MOSFET-transistors een spanning wordt ingesteld die dicht bij de spanning op pin 7 van de microschakeling ligt. Met de tuimelschakelaar open kan de spanning bij de belasting in het exemplaar van de auteur van het apparaat worden gewijzigd met weerstand R2 binnen het bereik van 18...214 V (gemeten door een apparaat van het type TES 2712).
Het schematische diagram van een dergelijke regelaar wordt weergegeven in de onderstaande figuur. De regelaar maakt gebruik van een binnenlandse K561LN2-microschakeling op twee elementen waarvan een generator met instelbare gevoeligheid is gemonteerd, en vier elementen worden gebruikt als stroomversterkers.
Om interferentie via het 220-netwerk te voorkomen, wordt aanbevolen om een smoorspoel op een ferrietring met een diameter van 20...30 mm in serie met de belasting aan te sluiten totdat deze is gevuld met 1 mm draad.
Belastingsstroomgenerator op basis van bipolaire transistors (KT817, 2SC3987)
Butov A.L., Radioconstructor, 201 2, nr. 7, p. 11 - 12
Om de functionaliteit te controleren en de voedingen te configureren, is het handig om een belastingsimulator te gebruiken in de vorm van een instelbare stroomgenerator. Met zo'n apparaat kun je niet alleen snel een voeding en spanningsstabilisator opzetten, maar bijvoorbeeld ook gebruiken als stabiele stroomgenerator voor het opladen en ontladen van batterijen, elektrolyse-apparaten, voor het elektrochemisch etsen van printplaten, zoals een stroomstabilisator voor elektrische lampen, voor “zachte” start van elektromotoren met commutator.
Het apparaat is een apparaat met twee aansluitingen, heeft geen extra stroombron nodig en kan worden aangesloten op het voedingscircuit van verschillende apparaten en actuatoren.
Stroominstelbereik van 0...0, 16 tot 3 A, maximaal stroomverbruik (dissipatie) 40 W, voedingsspanningsbereik 3...30 V DC. Het stroomverbruik wordt geregeld door variabele weerstand R6. Hoe verder naar links de schuifregelaar van weerstand R6 in het diagram staat, hoe meer stroom het apparaat verbruikt. Met open contacten van schakelaar SA 1 kan weerstand R6 de verbruiksstroom instellen van 0,16 tot 0,8 A. Met gesloten contacten van deze schakelaar wordt de stroom geregeld in het bereik van 0,7... 3 A.
Tekening van de stroomgeneratorprintplaat
Auto-accusimulator (KT827)
V. MELNICHUK, Radiomir, 201 2, nr. 1 2, p. 7 - 8
Bij het ombouwen van computergeschakelde voedingen (UPS) en opladers voor autoaccu's moeten de eindproducten tijdens het installatieproces ergens mee worden geladen. Daarom besloot ik een analoog te maken van een krachtige zenerdiode met een instelbare stabilisatiespanning, waarvan de circuits worden getoond in Fig. 1. Weerstand R 6 kan worden gebruikt om de stabilisatiespanning te regelen van 6 naar 16 V. Er zijn in totaal twee van dergelijke apparaten gemaakt. In de eerste versie wordt KT 803 gebruikt als transistors VT 1 en VT 2.
De interne weerstand van zo’n zenerdiode bleek te hoog. Dus bij een stroom van 2 A was de stabilisatiespanning 12 V en bij 8 A - 16 V. In de tweede versie werden samengestelde transistors KT827 gebruikt. Hier was bij een stroomsterkte van 2 A de stabilisatiespanning 12 V en bij 10 A - 12,4 V.
Bij het reguleren van krachtigere consumenten, bijvoorbeeld elektrische boilers, worden triac-stroomregelaars echter ongeschikt: ze zullen te veel interferentie op het netwerk veroorzaken. Om dit probleem op te lossen, is het beter om regelaars te gebruiken met een langere periode van AAN-UIT-modi, waardoor het optreden van interferentie duidelijk wordt geëlimineerd. Eén van de diagramopties wordt weergegeven.
Regelcircuit bedoeld voor een soepele vermogensregeling actieve belasting, aangedreven door een wisselstroomnetwerk van 220 volt met een frequentie van 50 Hz. Het laadvermogen is afhankelijk van het gebruikte type triac. De besturingsmethode is gebaseerd op het principe van faseregeling van het moment van inschakelen van een triac die in serie is geschakeld met de belasting.
Zie zijn foto op de foto's:
Op het moment van inschakelen neemt het vermogen bij de belasting soepel toe, wat goed is als de regelaar wordt gebruikt om de helderheid van een verlichtingslamp te regelen. Bovendien kan het regelcircuit worden toegepast op veel meer apparaten die werken op een 220V-netwerk.
Het belangrijkste element van de regelaar is microcontroller PIC16F84A. Er wordt een onderbreking georganiseerd aan de RB0-ingang van de microcontroller op het moment dat de netspanning nul overschrijdt. De druppel op deze pin vormt een knooppunt op de optocoupler U1 (AOU110B). Vanaf het moment van onderbreking wordt een vertraging bij het inschakelen van de triac geprogrammeerd, die binnen bepaalde grenzen varieert. Op de LED indicator verschijnt dit als vermogensregeling van 0 tot 99%.
Het stroomregelaarcircuit wordt weergegeven in de figuur:
De fout in de overeenkomst tussen de indicatoraflezingen en het daadwerkelijke vermogen dat aan de belasting wordt geleverd, is ruim voldoende om de regelaar voor huishoudelijke doeleinden te gebruiken. Knoppen S1 en S2 worden gebruikt om respectievelijk het vermogen te verhogen en te verlagen. In de subroutine voor het opvragen van knoppen zijn verschillende modi georganiseerd die handig in gebruik zijn: met een enkele druk verandert de waarde met één eenheid bij lang indrukken, een snelle verandering en een zeer snelle verandering;
De triac-besturingseenheid bestaat uit de elementen U2, VD3, R5, een standaard circuitontwerp, de optothyristor U2 (AOU103V) zorgt voor galvanische isolatie en bestuurt met behulp van de diodebrug VD3 (W08) de triac VS1.
De schakeling wordt gevoed vanuit het lichtnet via transformator T1. Vervolgens wordt de spanning gelijkgericht door de diodebrug VD2, een deel van de spanning wordt toegevoerd aan de optocoupler U1 om een differentiële overgang van de netspanning door nul te vormen, de rest via de diode VD1 naar de stabilisatorchip IC1, die de spanning stabiliseert tot 5 volt. Elementen C1, C2, C7 dienen voor het gladstrijken van netspanningsrimpels.
Een selectie van schakelingen en een beschrijving van de werking van een vermogensregelaar met behulp van triacs en meer. Triac-vermogensregelaarcircuits zijn zeer geschikt voor het verlengen van de levensduur van gloeilampen en voor het aanpassen van de helderheid ervan. Of voor het voeden van niet-standaard apparatuur, bijvoorbeeld 110 volt.
De figuur toont een circuit van een triac-vermogensregelaar, die kan worden gewijzigd door het totale aantal netwerk-halve cycli te wijzigen dat de triac over een bepaald tijdsinterval doorloopt. De elementen van de DD1.1.DD1.3-microschakeling zijn gemaakt met een oscillatieperiode van ongeveer 15-25 netwerkhalve cycli.
De duty-cycle van de pulsen wordt geregeld door weerstand R3. Transistor VT1 is samen met diodes VD5-VD8 ontworpen om te binden op het moment dat de triac wordt ingeschakeld tijdens de overgang van de netspanning naar nul. In principe is deze transistor open, respectievelijk wordt een "1" naar de ingang DD1.4 gestuurd en wordt transistor VT2 met triac VS1 gesloten. Op het moment dat de nul wordt gepasseerd, sluit transistor VT1 en opent vrijwel onmiddellijk. In dit geval, als de uitgang DD1.3 1 was, zal de status van de elementen DD1.1.DD1.6 niet veranderen, en als de uitgang DD1.3 “nul” was, dan zouden de elementen DD1.4.DD1 .6 genereert een korte puls, die wordt versterkt door transistor VT2 en de triac opent.
Zolang er aan de uitgang van de generator een logische nul aanwezig is, zal het proces na elke overgang van de netspanning door het nulpunt cyclisch verlopen.
De basis van het circuit is een buitenlandse triac mac97a8, waarmee je aangesloten belastingen met hoog vermogen kunt schakelen, en om dit te regelen heb ik een oude Sovjet-variabele weerstand gebruikt en een gewone LED als indicatie gebruikt.
De triac-vermogensregelaar maakt gebruik van het principe van fasecontrole. De werking van het stroomregelcircuit is gebaseerd op het veranderen van het moment waarop de triac wordt ingeschakeld ten opzichte van de overgang van de netspanning naar nul. Op het eerste moment van de positieve halve cyclus bevindt de triac zich in de gesloten toestand. Naarmate de netspanning toeneemt, wordt condensator C1 via een deler opgeladen.
De toenemende spanning op de condensator wordt in fase verschoven ten opzichte van de netspanning met een hoeveelheid die afhankelijk is van de totale weerstand van beide weerstanden en de capaciteit van de condensator. De condensator wordt opgeladen totdat de spanning erover het “doorslag”-niveau van de dinistor bereikt, ongeveer 32 V.
Op het moment dat de dinistor opent, gaat ook de triac open en loopt er een stroom door de op de uitgang aangesloten belasting, afhankelijk van de totale weerstand van de open triac en de belasting. De triac zal open zijn tot het einde van de halve cyclus. Met weerstand VR1 stellen we de openingsspanning van de dinistor en triac in, waardoor het vermogen wordt geregeld. Op het moment van de negatieve halve cyclus is het algoritme voor circuitwerking vergelijkbaar.
Optie van het circuit met kleine aanpassingen voor 3,5 kW
Het controllercircuit is eenvoudig, het belastingsvermogen aan de uitgang van het apparaat is 3,5 kW. Met deze zelfgemaakte amateurradio kun je verlichting, verwarmingselementen en nog veel meer aanpassen. Het enige grote nadeel van deze schakeling is dat je er onder geen enkele omstandigheid een inductieve belasting op kunt aansluiten, omdat de triac dan doorbrandt!
Radiocomponenten gebruikt in het ontwerp: Triac T1 - BTB16-600BW of vergelijkbaar (KU 208 of VTA, VT). Dinistor T - type DB3 of DB4. Condensator 0,1 µF keramiek.
Weerstand R2 510 Ohm beperkt de maximale volt op de condensator tot 0,1 μF; als u de schuifregelaar van de regelaar in de stand 0 Ohm zet, zal de circuitweerstand ongeveer 510 Ohm zijn. De capaciteit wordt opgeladen via weerstanden R2 510 Ohm en variabele weerstand R1 420 kOhm, nadat U op de condensator het openingsniveau van dinistor DB3 bereikt, zal deze een puls genereren die de triac ontgrendelt, waarna, met verdere passage van de sinusoïde, de triac is vergrendeld. De openings- en sluitingsfrequentie van T1 hangt af van het niveau van U op de condensator van 0,1 μF, wat afhangt van de weerstand van de variabele weerstand. Dat wil zeggen, door de stroom te onderbreken (op een hoge frequentie) regelt de schakeling daardoor het uitgangsvermogen.
Bij elke positieve halve golf van de ingangswisselspanning wordt capaciteit C1 opgeladen via een keten van weerstanden R3, R4, wanneer de spanning op condensator C1 gelijk wordt aan de openingsspanning van dinistor VD7, zal de doorslag optreden en zal de capaciteit zijn ontladen via de diodebrug VD1-VD4, evenals weerstand R1 en stuurelektrode VS1. Om de triac te openen wordt een elektrische keten van diodes VD5, VD6, condensator C2 en weerstand R5 gebruikt.
Het is noodzakelijk om de waarde van weerstand R2 zo te selecteren dat bij beide halve golven van de netspanning de triac van de regelaar betrouwbaar werkt, en het is ook noodzakelijk om de waarden van weerstanden R3 en R4 zo te selecteren dat wanneer de variabele weerstand knop R4 wordt gedraaid, verandert de spanning op de belasting soepel van minimale naar maximale waarden. In plaats van de triac TC 2-80 kunt u TC2-50 of TC2-25 gebruiken, al zal er een klein verlies optreden in het toegestane vermogen in de belasting.
KU208G, TS106-10-4, TS 112-10-4 en hun analogen werden als triac gebruikt. Op het moment dat de triac gesloten is, wordt condensator C1 opgeladen via de aangesloten belasting en weerstanden R1 en R2. De laadsnelheid wordt gewijzigd door weerstand R2, weerstand R1 is ontworpen om de maximale waarde van de laadstroom te beperken
Wanneer de drempelspanningswaarde op de condensatorplaten wordt bereikt, gaat de schakelaar open, wordt condensator C1 snel ontladen naar de stuurelektrode en schakelt de triac van de gesloten toestand naar de open toestand, de triac omzeilt het circuit R1; R2, C1. Op het moment dat de netspanning door nul gaat, sluit de triac, waarna condensator C1 weer wordt opgeladen, maar met een negatieve spanning.
Condensator C1 van 0,1...1,0 µF. Weerstand R2 1,0...0,1 MOhm. De triac wordt ingeschakeld door een positieve stroompuls naar de stuurelektrode met een positieve spanning aan de conventionele anode-aansluiting en door een negatieve stroompuls naar de stuurelektrode met een negatieve spanning aan de conventionele kathode. Het sleutelelement voor de toezichthouder moet dus bidirectioneel zijn. Als sleutel kunt u een bidirectionele dinistor gebruiken.
Diodes D5-D6 worden gebruikt om de thyristor te beschermen tegen mogelijke doorslag door sperspanning. De transistor werkt in de lawine-doorbraakmodus. De doorslagspanning bedraagt ongeveer 18-25 volt. Als u P416B niet kunt vinden, kunt u proberen er een vervanger voor te vinden.
De pulstransformator is gewikkeld op een ferrietring met een diameter van 15 mm, kwaliteit N2000. De thyristor kan worden vervangen door KU201
Het circuit van deze vermogensregelaar is vergelijkbaar met de hierboven beschreven circuits, alleen het inC2, R3 is geïntroduceerd en de schakelaar SW maakt het mogelijk om het laadcircuit van de stuurcondensator te onderbreken, wat leidt tot onmiddellijke vergrendeling van de triac en het loskoppelen van de belasting.
C1, C2 - 0,1 MKF, R1-4k7, R2-2 mOhm, R3-220 Ohm, VR1-500 kOhm, DB3 - dinistor, BTA26-600B - triac, 1N4148/16 V - diode, elke LED.
De regelaar wordt gebruikt om het belastingsvermogen te regelen in circuits tot 2000 W, gloeilampen, verwarmingsapparaten, soldeerbouten, asynchrone motoren, autolader, en als u de triac vervangt door een krachtiger exemplaar, kan deze worden gebruikt in de huidige regeling circuit in lastransformatoren.
Het werkingsprincipe van dit stroomregelcircuit is dat de belasting een halve cyclus van de netspanning ontvangt na een geselecteerd aantal overgeslagen halve cycli.
De diodebrug zorgt voor gelijkrichting van de wisselspanning. Weerstand R1 en zenerdiode VD2 vormen samen met de filtercondensator een 10 V-voedingsbron om de K561IE8-microschakeling en de KT315-transistor van stroom te voorzien. De gelijkgerichte positieve halve cycli van de spanning die door condensator Cl gaat, worden door de zenerdiode VD3 gestabiliseerd op een niveau van 10 V. Op de telingang C van de K561IE8-teller volgen dus pulsen met een frequentie van 100 Hz. Als schakelaar SA1 op uitgang 2 wordt aangesloten, zal er constant een logisch één-niveau aan de basis van de transistor aanwezig zijn. Omdat de resetpuls van de microschakeling erg kort is en de teller erin slaagt opnieuw op te starten vanaf dezelfde puls.
Pin 3 wordt ingesteld op een logisch niveau. De thyristor zal open zijn. Bij de belasting komt alle kracht vrij. In alle volgende posities van SA1 op pin 3 van de teller passeert één puls 2-9 pulsen.
De K561IE8-chip is een decimale teller met een positionele decoder aan de uitgang, zodat het logische één-niveau periodiek zal zijn op alle uitgangen. Als de schakelaar echter op uitgang 5 (pin 1) is geïnstalleerd, wordt er slechts tot 5 geteld. Wanneer de puls door uitgang 5 gaat, wordt de microschakeling op nul gezet. Het tellen begint vanaf nul en er verschijnt een logisch niveau één op pin 3 gedurende een halve cyclus. Gedurende deze tijd gaan de transistor en de thyristor open, een halve cyclus gaat naar de belasting. Om het duidelijker te maken presenteer ik vectordiagrammen van de werking van de schakeling.
Als u het laadvermogen wilt verminderen, kunt u nog een tellerchip toevoegen door pin 12 van de vorige chip aan te sluiten op pin 14 van de volgende. Door een extra schakelaar te installeren, kunt u het vermogen aanpassen tot maximaal 99 gemiste pulsen. Die. je kunt ongeveer een honderdste van het totale vermogen krijgen.
De KR1182PM1-microschakeling heeft twee thyristors en een besturingseenheid daarvoor. De maximale ingangsspanning van de KR1182PM1-microschakeling is ongeveer 270 volt, en de maximale belasting kan 150 watt bereiken zonder het gebruik van een externe triac en tot 2000 W bij gebruik, en ook rekening houdend met het feit dat de triac zal worden geïnstalleerd op de radiateur.
Om het niveau van externe interferentie te verminderen, worden condensator Cl en inductor L1 gebruikt en is capaciteit C4 vereist voor een soepele inschakeling van de belasting. De aanpassing wordt uitgevoerd met behulp van weerstand R3.
Een selectie van vrij eenvoudige regelcircuits voor een soldeerbout zal het leven van een radioamateur gemakkelijker maken.
Combinatie bestaat uit het combineren van het gebruiksgemak van een digitale regelaar en de flexibiliteit van het afstellen van een eenvoudige regelaar.
Het beschouwde stroomregelaarcircuit werkt volgens het principe van het veranderen van het aantal perioden van de ingangswisselspanning die naar de belasting gaat. Dit betekent dat het apparaat niet kan worden gebruikt om de helderheid van gloeilampen aan te passen vanwege zichtbaar knipperen. De schakeling maakt het mogelijk om het vermogen binnen acht vooraf ingestelde waarden te regelen.
Er zijn een groot aantal klassieke thyristor- en triac-regelaarcircuits, maar deze regelaar is gemaakt op een moderne elementbasis en was bovendien fasegebaseerd, d.w.z. zendt niet de hele halve golf van de netspanning door, maar slechts een bepaald deel ervan, waardoor het vermogen wordt beperkt, aangezien de triac alleen opent bij de vereiste fasehoek.
Er is vaak vraag naar een stroomregelcircuit met een minimaal stroomuitvalinterval. Voorbeelden van dergelijke situaties zijn de besturing van groepen gloeilampen, die bijzonder gevoelig zijn voor schommelingen in het verwarmingsnetwerk, lasapparatuur, elektrische aandrijvingen en krachtige elektromagneten met driefasige voeding. In dit geval worden, ten koste van vervorming van de sinusoïdale spanning, minimale pauze-intervallen bereikt.
U kunt bijvoorbeeld verwijzen naar waar de auteur van het onderwerp een pulsfaseregelcircuit voor een driefasige transformator gebruikte om het lasproces te implementeren. De auteur van dit onderwerp heeft een link gegeven naar het tijdschrift Radio, waar het originele diagram in 1986 nr. 8 werd gepubliceerd. In dit artikel wordt een poging gedaan om deze methode van pulsfaseregeling te implementeren, die naar mijn mening eenvoudiger is en die voor een groot deel wordt bereikt door optosimistoren te gebruiken in plaats van pulstransformatoren voor gezamenlijke regeling van driefasige spanning. Dit circuit werd gebruikt om de voeding van een VAKR-type gelijkrichter te regelen om de stroom van het galvanische proces te regelen. VAKR is een krachtige driefasige transformator, op de secundaire wikkeling (~24V) is een gelijkrichter met een stroomsterkte van 1000 ampère of meer aangesloten. De gelijkrichter bestond uit thyristors van het tablettype met de mogelijkheid van ompoling, d.w.z. het veranderen van de polariteit van de gelijkgerichte spanning, wat nodig is om het vereiste galvanische proces te implementeren. De regeling vond plaats via het secundaire netwerk van de vermogenstransformator en om de vereiste stuursignalen voor vermogensthyristors te genereren, werden triacs met een lager middenvermogen gebruikt (in het diagram aangegeven als V1, V2 en V3). We zullen de polariteitsomkeermethode, zoals ze zeggen, "achter de schermen" achterlaten, waarbij we de aandacht concentreren op het principe van de werking van het pulsfaseregelcircuit zelf, aangezien dit deel ervan universeel is en toepasbaar op verschillende aangegeven gebieden. boven.
De regeling, uniform voor alle fasen, wordt ingesteld door de generatorfrequentie op DD1.1, die in het bereik van 10.000 - 2000 Hz ligt. De generatorfrequentie wordt geleverd aan drie pulstellers DD2, DD3, DD4 met een conversiefactor van 16. Omdat elke teller wordt gereset door een synchronisatiepuls van zijn “eigen” fase, worden de door de tellers gegenereerde pauzes gesynchroniseerd met de overeenkomstige overgangen van fasespanningen naar nul. Wanneer het meest significante cijfer van de teller verschijnt, hebben we een stuurpuls voor de triac van de overeenkomstige fase, uiteraard met een duur die afhangt van de frequentie van de hoofdoscillator DD1. Nadat alle bits zijn gevuld, loopt de teller over en herhaalt het proces zich cyclisch (totdat de “reset”-synchronisatiepuls arriveert). Elke teller is dus een soort pauze-insteller vanaf de spanning die door nul gaat tot aan de levering van een stuurpuls. Voor het genereren van nuldoorgangsimpulsen worden transformatoren T1-T3 gebruikt, waarvan er één de circuitvoedingsspanning genereert. Deze transformatoren, met één pool, zijn uiteraard verbonden met de primaire spanning van de overeenkomstige fase en kunnen worden vervangen door een gewone driefasige transformator. Als de besturing moet worden uitgevoerd door vermogensthyristors (triacs) aan de secundaire zijde, dan is de spanning van de vermogenstransformator zeer geschikt voor het genereren van klokpulsen. En integendeel, bij het regelen van primaire spanningen kun je het doen zonder transformatoren, door de opties te implementeren voor het genereren van klokpulsen beschreven in [1], met behulp van weerstanden met een zenerdiode en diodes, en een dergelijk circuit voor het genereren van klokpulsen zal zijn zelfs de voorkeur, omdat de klokpulsen die met zijn hulp worden verkregen duidelijker uitgesproken en korter van tijd zullen zijn.
Ondanks het feit dat de schakeling in figuur 1 herhalende stuurpulsen genereert (bij hoge frequenties van de generator D1) met een duur die toeneemt met afnemende frequentie van de hoofdoscillator D1, zijn deze eigenschappen van de schakeling mogelijk niet voldoende om een belasting te regelen. met een aanzienlijke inductieve component (transformator, elektromagneet, elektromotor, (galvanische oplossing - puur actieve belasting)). In dit geval kan de in figuur 2 gepresenteerde schakeling een grotere veelzijdigheid hebben. Hier wordt deze, na de aankomst van de eerste stuurpuls van de teller, vastgezet met behulp van de overeenkomstige RS-trigger tot het einde van de huidige halve cyclus. De triggers zullen uiteraard worden gereset bij aankomst van nulspanning van de overeenkomstige fase.
Rijst. 2
Laten we eindelijk eens bekijken hoe het met behulp van de beschreven controller mogelijk is om een softstartapparaat voor een asynchrone elektromotor te implementeren. Softstarters behoren tot de meest populaire in de aandrijftechniek. De levensduur van elektrisch aangedreven mechanische systemen hangt ervan af. Vaak wordt in plaats van een softstarter een frequentieomvormer geïnstalleerd, wat niet altijd economisch verantwoord is. Om van onze regelaar (Fig. 1) een softstarter te maken, moet je letten op de generator DD1.1. De literatuur [2] toont schema's voor het gebruik van veldeffecttransistoren om de frequentie te regelen van generatoren die op logica-chips zijn gemaakt. Als u deze aanbevelingen opvolgt, kunt u als stuursignaal voor de frequentie van de softstarter het feit gebruiken dat u spanning aan de regelaar levert en dienovereenkomstig een soepele verandering in de frequentie van deze generator vormen van de minimumfrequentie naar de maximaal binnen de gewenste tijdsduur.
Rijst. 3
Figuur 3 toont afzonderlijk een generator met de mogelijkheid om de opwekkingsfrequentie soepel te verhogen vanaf het moment dat er stroom wordt ingeschakeld. De spanning op condensator C2 groeit exponentieel met de tijd, wat afhangt van de parameters van weerstand R3 en condensator C2. Nadat het apparaat is uitgeschakeld, ontlaadt condensator C2 snel via de diode VD, waardoor het circuit wordt voorbereid om opnieuw te worden ingeschakeld. Als het nodig is om geen exponentiële, maar bijvoorbeeld een lineaire wet van verandering in de frequentie van de generator te gebruiken, wordt de lading van capaciteit C2 uitgevoerd via een stroomgenerator. Vrijwel elk gewenst traject van frequentieverandering wordt geïmplementeerd op basis van microcontrollers, waarbij een analoog signaal wordt gevormd met behulp van snelle PWM, of met behulp van een afzonderlijke geïntegreerde DAC.
Concluderend stellen we enkele valkuilen vast die niet mogen worden vergeten bij het omgaan met driefasige vermogensregelaars met pulsfaseregeling.
- Vermogensapparaten, triacs en thyristors, die in de circuits van dergelijke regelaars worden gebruikt, werken onder zwaardere bedrijfsomstandigheden en moeten daarom worden geselecteerd met enige marge ten opzichte van de maximaal toegestane stroom- en spanningsparameters.
- Driefasige stroomregelaars met pulsfaseregeling tijdens bedrijf kunnen het voedingsnetwerk "nachtmerrie" maken met hoogfrequente interferentie. Ter bescherming tegen dergelijke interferentie helpen soms smoorreactoren of lijnfilters, die in fasen moeten worden geïnstalleerd voordat ze op de regelaar worden aangesloten.
- Voor softstarters installeren de meest sluwe ontwikkelaars speciale compacte relais, die worden ingeschakeld na het einde van de daadwerkelijke zachte start van de motor om te besparen op de kracht van vermogenshalfgeleiderapparaten, en bijgevolg op de grootte van de radiatoren daarvoor . Deze relais omzeilen eenvoudigweg deze vermogenshalfgeleiderapparaten met hun contacten. Het is mogelijk dat tijdens het uitschakelen van de softstarter, om de duurzaamheid van de contacten van een dergelijk relais te vergroten, de power-triacs eerst de schakeltaak "oppikken" en, na het openen van de relaiscontacten, uiteindelijk breken het stroomcircuit.
Literatuur:
- Shelestov I.P., Handige diagrammen voor radioamateurs - boek 4. 2001.
Lijst met radio-elementen
| Aanduiding | Type | Denominatie | Hoeveelheid | Opmerking | Winkel | Mijn notitieblok |
|---|---|---|---|---|---|---|
| DD1.1 | Ventiel | CD4093B | 1 | Naar notitieblok | ||
| DD2-DD4 | CMOS-teller | K176IE2 | 3 | Naar notitieblok | ||
| D1-D3 | Gelijkrichterdiode | KBL04 | 3 | Diode brug | Naar notitieblok | |
| VT1-VT6 | Bipolaire transistor | BC547C | 6 | Naar notitieblok | ||
| VD1-VD3 | Optokoppelaar | MOC3023 | 3 | Naar notitieblok | ||
| VD4 | Zener diode | D814B | 1 | Naar notitieblok | ||
| VD5 | Gelijkrichterdiode | 1N4148 | 1 | Naar notitieblok | ||
| V1-V3 | Triac | BT136-600 | 3 | Naar notitieblok | ||
| LD1-LD3 | Lichtgevende diode | ALS307A | 3 | Naar notitieblok | ||
| C1 | Condensator | KM-10-2.2nF | 1 | Naar notitieblok | ||
| C2 | Condensator | K50-35-22uF | 1 | Naar notitieblok | ||
| R1 | Variabele weerstand | SPO-200K | 1 | Naar notitieblok | ||
| R2 | Weerstand | 27 kOhm | 20 | Denominaties zie Fig.1 | Naar notitieblok | |
| R3, R6, R9 | Weerstand |
Fasepulsregelaars (PDR) zijn apparaten waarmee u de helderheid van lampen (dimmers), het vermogen van elektrische kachels, de rotatiesnelheid van elektrisch gereedschap, enz. kunt regelen. De FIR bevat een elektronische sleutel, die is aangesloten tussen het voedingsnetwerk en de belasting. Gedurende een deel van de netspanningsperiode is deze schakelaar gesloten en gaat vervolgens open. Door de tijd waarin de sleutel zich in gesloten toestand bevindt te vergroten of verkleinen, kunt u het vrijkomende vermogen in de belasting vergroten of verkleinen. Meestal wordt een thyristor als schakelaar gebruikt. Laten we het blokdiagram van een thyristor FIR bekijken, getoond in Fig. 1. De overeenkomstige timingdiagrammen worden getoond in Fig. 2.
De nulschakelaar wordt geactiveerd wanneer de netspanning door nul gaat. Het vertragingscircuit activeert na een tijdsinterval T3, instelbaar van nul tot 10 ms, een pulsvormer die de thyristor opent. Vervolgens blijft de thyristor open totdat de stroom er doorheen minder wordt dan de houdstroom, d.w.z. bijna tot het einde van de halve periode.
In het timingdiagram is Uc de gelijkgerichte netspanning. Ontlaadspanning. De momenten waarop de thyristorschakelaar gesloten is, zijn groen gemarkeerd.
Bij kleine en middelgrote Ts werkt de thyristor FIR behoorlijk bevredigend, maar bij grote Ts, dichtbij de duur van de halve cyclus van de netspanning, wat overeenkomt met het voeden van de belasting met korte pulsen met lage amplitude, ontstaan er problemen vanwege de feit dat niet alle soorten belastingen normaal kunnen werken met een dergelijke voeding. Gloeilampen beginnen bijvoorbeeld merkbaar te flikkeren. Bovendien veroorzaakt de instabiliteit van het instelbare vertragingscircuit bij grote Ts aanzienlijke veranderingen in de duur van de uitgangspulsen. Als Tz, bijvoorbeeld als gevolg van het verwarmen van de circuitelementen, toeneemt van 9 naar 9,5 ms, d.w.z. met ongeveer 5%, dan wordt de duur van de pulsen op de belasting teruggebracht van 1 ms naar 0,5 ms, d.w.z. verdubbeld. Als Tz groter is dan 10 ms, gaat de thyristor helemaal aan het begin van de halve cyclus open, wat overeenkomt met het maximale vermogen. Dit kan de belasting beschadigen als deze niet geschikt is voor volledige lijnspanning.
Een ander nadeel van thyristor-FIR's is de interferentie die optreedt wanneer de schakelaar gesloten is en, in mindere mate, wanneer deze wordt geopend (dat wil zeggen de werking van de FIR met actieve belasting).
Echte thyristor-FIR's worden meestal gemaakt op een symmetrische thyristor (triac), dus een gelijkrichter is niet vereist, maar de beschouwde nadelen zijn er ook inherent aan.
Als u geen thyristor als sleutel gebruikt, maar een krachtige MOSFET-transistor met hoge spanning, kunt u de problemen die optreden wanneer u de belasting met een lage spanning moet voeden aanzienlijk verminderen.
Het blokschema van een FIR met een veldeffecttransistorschakelaar wordt getoond in Fig. 3. Timingdiagrammen worden getoond in Fig. 4.
De comparator vergelijkt de door de referentiespanningsbron gegenereerde gereguleerde spanning Uop met de gelijkgerichte netspanning. Als de netspanning lager is dan de referentiespanning, is de veldeffecttransistor open en is de belasting op het lichtnet aangesloten. Anders opent de comparator de schakelaar - er loopt geen stroom door de belasting. Het is duidelijk dat er op zowel de stijgende als de dalende takken van de sinusoïde secties zullen zijn wanneer de transistorschakelaar gesloten is, wat wordt weerspiegeld in het timingdiagram. Dit maakt het mogelijk om het vereiste vermogen in een langere tijd naar de belasting over te dragen dan in het geval van een thyristor FIR, en dienovereenkomstig piekspanningen en belastingsstromen te verminderen.
Het elektrische schakelschema van de transistor FIR wordt getoond in Fig. 5.
De instelbare referentiespanningsbron is gemonteerd op de elementen R1, C1, VD2 en R4. De +12V-spanning van de zenerdiode VD2 wordt ook gebruikt om de DA1.1-microschakeling van stroom te voorzien. Condensator C2 vermindert de ruis die optreedt wanneer de as van de variabele weerstand R4 roteert. Operationele versterker DA1.1, gebruikt als comparator, vergelijkt de referentiespanning met de netspanning die wordt geleverd aan de inverse ingang van de deler op weerstanden R2, R3. Veldeffecttransistor VT1 is een stroomschakelaar die wordt bestuurd door een signaal van de uitgang van de comparator. Weerstand R8 ontlast de uitgang van versterker DA1.1 van de poort-broncapaciteit van de veldeffecttransistor; bovendien is het schakelen van VT1 iets langzamer, wat de interferentie helpt verminderen.
De eerste versie van de transistor FIR bevatte alleen deze elementen. Het werd op een breadboard gemonteerd en bleek behoorlijk functioneel, maar de vorm van de spanning over de belasting was aanzienlijk anders dan gewenst. Het bijbehorende oscillogram wordt getoond in Fig. 6.
De linkerpiek op het oscillogram, die overeenkomt met de dalende tak van de sinusoïde, is aanzienlijk lager dan de rechterpiek, die overeenkomt met de stijgende tak. Dit gebeurt vanwege de vertraging die door de comparator en de sleutel wordt geïntroduceerd. Het gebruik van een snellere operationele versterker en reducerende weerstand R8 verbetert de situatie, maar elimineert het probleem niet volledig. Bovendien wilde de auteur echt binnen de grenzen blijven van goedkope en toegankelijke componenten.
Dit nadeel kan worden geëlimineerd door een tweede comparator DA1.2 in de schakeling te introduceren. Dankzij het vertragingscircuit op de elementen VD3, R9, R10 en C3 wordt DA1.2 na DA1.1 geactiveerd met een vertraging van ongeveer 100 microseconden. Deze vertraging is voldoende zodat tegen de tijd dat DA1.2 wordt geactiveerd, de tijdelijke processen die verband houden met het schakelen van DA1.1 tijd hebben om te eindigen. De spanning van uitgang DA1.2 via weerstand R7 wordt opgeteld bij het signaal afkomstig van de deler R2, R3. Dankzij dit werkt de comparator DA1.1 zowel op de dalende als opstijgende takken van de sinusoïde iets eerder - de vertraging wordt gecompenseerd, de duur en amplitudes van beide pieken worden gelijk gemaakt. Het oscillogram voor dit geval wordt getoond in Fig. 7.
Als de FIR zo is geconfigureerd dat DA1.1 wordt geactiveerd nabij de bovenkant van de sinusgolf (hoog vermogen bij de belasting), heeft de hierboven beschreven vertraging geen invloed op de werking van het apparaat. Dit komt door het feit dat nabij de top van de sinusoïde de veranderingssnelheid van de netspanning afneemt en er tijdens de vertraging geen significante spanningsverandering optreedt. Aan de andere kant bleek dat dezelfde reden - een langzame verandering in de netspanning nabij de bovenkant van de sinusoïde - leidt tot het optreden van zelfoscillaties in een keten van twee comparatoren DA1.1 en DA1.2, afgedekt door feedback. Met de VD3-, R9-ketting kunt u zelfoscillaties elimineren. Dankzij dit laadt condensator C3 veel sneller op dan dat hij ontlaadt. Als de pulsen aan de DA1.1-uitgang breed genoeg zijn, wat overeenkomt met een grote amplitude van de pulsen bij de FIR-belasting, dan heeft C3 geen tijd om te ontladen - er verschijnt een constante spanning op die de spanning aan de inverse ingang overschrijdt van DA1.2. Comparator DA1.2 stopt met schakelen en er treden geen zelfoscillaties op. De waarden van de weerstanden R5, R6, R9 en R10 zijn zo gekozen dat DA1.2 wordt geblokkeerd wanneer de pulsamplitude bij de FIR-belasting ongeveer 150 V is.
Het apparaat was op een breadboard gemonteerd, waarvan geen foto wordt getoond Naast de beschreven FIR is er nog een apparaat op gemonteerd, dat geen verband houdt met deze ontwikkeling. De FIR-belasting is een verwarming met een vermogen van ongeveer 100 VA en een bedrijfsspanning van 70V. De veldeffecttransistor wordt op de radiator geplaatst in de vorm van een plaat met een oppervlakte van 10 vierkante centimeter. Tijdens bedrijf warmt hij nauwelijks op - blijkbaar kan de radiator worden verkleind of volledig worden verlaten.
Bij het opsporen van fouten en het daaropvolgende gebruik van het apparaat moet voorzichtigheid in acht worden genomen de elementen ervan hebben contact met het elektriciteitsnet.
Het instellen van het apparaat komt neer op het selecteren van weerstand R7. FIR moet worden aangesloten op een 220V-netwerk (via een scheidingstransformator!). Als belasting kunt u een gloeilamp van 220 V gebruiken met een vermogen van ongeveer 100 VA, een soldeerbout, enz. De oscilloscoopingang moet parallel met de belasting worden ingeschakeld. Met behulp van weerstand R4 moet u de amplitude van de pulsen op de belasting instellen op ongeveer 50 V. Weerstand R7 moet zo worden geselecteerd dat de amplitude van de pulsen op de stijgende en dalende takken van de sinusoïde gelijk zijn. Als de uitgangsspanning afwijkt van 50V, mag de gelijkheid van de pulsamplitudes niet significant worden verstoord. Voor de auteur verschilden de pulsamplitudes bij een uitgangsspanning van 20V met 2V, bij 30V - met 1V, bij 100V - met 1V.
Tot slot wijzen we op de kenmerken van deze FIR die het mogelijke toepassingsgebied bepalen. Het wordt aanbevolen om het te gebruiken voor het voeden van laagspanningsapparaten die om de een of andere reden gevoed moeten worden via een 220V-netwerk. Stabilisatie van de pulsamplitude aan de uitgang van de transistor FIR draagt hier in grote mate aan bij.
De auteur gebruikte met succes een soldeerbout van 30VA, ontworpen voor een spanning van 27V als belasting, evenals een gloeilamp van 6V 0,6VA. De lamp brandde zonder te flikkeren, de helderheid werd soepel aangepast van nul tot zichtbare oververhitting. De middengolfradio-ontvanger die zich naast dit apparaat bevond, reageerde niet toen deze werd ingeschakeld. Hieruit kunnen we concluderen dat er sprake is van een klein niveau van hoogfrequente interferentie.
Bij voeding door een 220V-gloeilamp van een FIR bleek dat bij lage dimniveaus (bijna maximale helderheid) spontane en zeer merkbare veranderingen in helderheid optreden. Analyse van dit fenomeen toonde aan dat de oorzaak een significant verschil is in de vorm van de netspanning van een sinusoïde. Als de responsdrempel van de comparator op een voldoende uitgestrekte platte top valt, die wordt aangetroffen in de werkelijke netspanning, zullen zelfs kleine veranderingen in de spanning in het net aanzienlijke fluctuaties veroorzaken in de duur van de door de comparator gegenereerde pulsen. Dit veroorzaakt een verandering in de helderheid van de lamp.
Tijdens de ontwikkeling en het testen van dit apparaat werd aangenomen dat de belasting alleen actief kon zijn (weerstand, verwarming, gloeilamp). Mogelijkheid om transistor FIR te gebruiken met een reactieve belasting, maar ook voor het opladen van eventuele batterijen, het regelen van de snelheid van elektromotoren, enz. is niet beoordeeld of geverifieerd.